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10 GHz介质振荡器的设计

发布时间: 2019-08-12 点击数:

  的理论和设计方法,选择并联反馈式结构,设计了一个工作频点为10GHz的介质,本文对传统电路结构进行改进,采用了二级放大的方式,提高了有源网络的增益,降低了,达到了预期目标。结果表明,本文的理论分析是正确的,设计方案是可行的。

  微波固态频率源作为微波系统的核心部件,其性能的优劣在很大程度上影响甚至决定了整个系统的性能指标。介质振荡器(DRO)由高品质因数的介质谐振器(DR)构成选频网络,具有优异的噪声性能和较高的频率稳定度,体积小,成本低,在点频本振源的应用中具有独特的优势因此,对介质振荡器的研究具有重要而基础的意义。

  介质谐振器(DR)是由一小段高介电常数低损耗的介质波导制成的,通常为扁圆柱形。高介电常数保证了能量大多集中于谐振器内部,且体积比同频率的金属谐振腔小。介质谐振器的主模为TE018模式,其电场从中心到边缘逐渐减弱。由于其上下边界不是理想磁壁,所以沿z方向的半波数不是整数,的数值在0到1之间。

  其中,Q0由介质本身决定,K1和K2分别为介质与两微带线的耦合系数。QL的高低直接影响振荡器的频率稳定度,所以应尽量选择低损耗的谐振器和衬底材料,并尽量降低介质与微带线)介质谐振器的介电常数介质谐振器的介电常数必须足够高,才能将电磁能量储存在谐振器的内部,产生谐振现象。但介电常数过高会导致谐振器体积过小,精度不易保证。因此应根据使用频率选择适当的介电常数。

  其中(j)为晶体管构成的有源网络的增益,Av(j)为DR与微带线耦合组成的反馈网络的传输系数。该条件包含两个方面,一是闭环增益等于1,二是环路相移等于0。起振时,环路增益应大于1,随信号幅度增大,有源网络增益将逐渐降低,直到环路增益等于1,建立稳定振荡。本文引用地址:

  由于有源器件的非线性作用,其低频闪烁噪声将被调制到载波频率附近,即1/f噪声边带。因此,应尽量选择闪烁噪声较低的有源器件,设置合适的静态工作点,并尽可能减小电源等部分引入的低频噪声。

  首先在场仿真软件中进行谐振网络的仿真。文中采用的介质谐振器相对介电常数约为36,品质因数约为3 000,高度与直径的比值约为0.5,保证了该介质谐振器的主模为TE018模式。建立仿线所示,反馈网络由介质谐振器和两根微带线共同组成。在所需频点的场结构如图3所示。

  由场结构可知,DR与微带线之间是磁耦合,微带线的一端开路,耦合点与开路端的距离为/4,相当于短路点,耦合最强。为了降低介质谐振器与微带线的耦合,提高谐振网络的品质因数,文中在其与介质基片之间加了一块低损耗聚四氟乙烯材料的垫片,厚度约为1 mm。耦合结构上方是由黄铜材料制成的调谐圆盘,用于调整谐振频率。当调谐盘下移时,相当于短路面向谐振器靠近则谐振频率升高,反之,当调谐盘上移时,谐振频率降低。仿真可以得到,上下移动调谐圆盘,机械调谐范围可以达到300 MHz,满足工程需要。

  该谐振网络为一个二端口网络,我们最关心的是其散射参数S21,即反馈网络传输系数Av(j),仿线所示。从图中可以看到,在谐振频率处的传输系数模值为0.9 dB,3 dB带宽为49 MHz。该谐振峰越陡峭,说明谐振网络的品质因数越高。仿真完成后,可将该模型及其S参数生成一个S2P文件,作为一个器件供ADS调用。

  反馈网络的仿真完成后,下面进行有源网络的仿真。有源网络由场效应管和偏置电路组成,文中选用的晶体管是安捷伦公司的场效应晶体管GaAs FET 26884,该晶体管的工作频率为2~16 GHz,当工作点为漏源电压3 V,漏源电流10 mA时,增益在6 GHz约为12 dB,在12 GHz约为6 dB。本文采用正负双电源供电,以保证有源网络的S12模值尽可能小。偏置电路采用扇形微带接地,防止振荡信号功率从偏置电路泄露,并防止高频信号影响电源的稳定性。通过调节电路参数,使得有源网络增益S21尽可能大,仿线 dB。

  下面将反馈网络的模型加入,对整个反馈回路进行开环仿真,首先调整输出匹配支节的位置和长度,使振荡频点的开环增益尽可能大,即满足环路增益大于1的条件;然后调整与反馈网络相连的微带线长度,使得反馈回路的传输系数S21相位为零,即满足环路相移为0的条件。

  将环路闭合,插入ADS中的Osctest控件,由奈奎斯特判据可知,若仿真结果曲线随频率增大沿顺时针方向环绕1+j0点,则电路满足反馈式振荡器的振荡条件。在仿真过程中发现,电路起振的频率和满足奈奎斯特起振条件的频率比较接近,但前者往往略低于后者。这是因为奈奎斯特定律是对小信号条件下起振条件的判定,而电路起振后,随着振荡幅度的增大,晶体管S21模值会减小,相位会滞后。为了抵消这一变化,振荡频率会降低,用反馈回路减小的相位滞后抵消晶体管增加的相位滞后,这时反馈回路的传输系数会变小,最后达到平衡。反馈回路品质因数越高,相位变化就越陡峭,所引起的频率变化就越低。所以在仿真时,可以使初始的起振频率略高于所需要的输出频率,这样常常可以得到较大的输出功率。

  最后用振荡仿真控件Oscport代替Osctest控件,用谐波平衡法仿真输出频率分量和

  情况香港正版挂牌!整个电路的原理图如图6所示,通过调节输出端匹配支节的位置和长度,使输出功率尽可能大。由于使用的开路匹配支节长度接近于振荡频率的八分之一波长,所以对二次谐波的抑制效果较好。仿线所示,可以看到,输出功率达到8 dBm,相位噪声为-112dBc/Hz@1kHz和-116dBc/。

  为了增大输出功率,同时降低相位噪声,文中在以上传统电路结构的基础上进行了改进,采用两个晶体管串联的方式,如图9所示。这种方法提高了环路增益,从而提高了输出功率。由式(2)稳定振荡条件可知,此时反馈网络的传输系数可以适当降低而不影响起振。所以介质与微带线的耦合度可以减小,从而提高谐振器的有载品质因数,从而达到降低相噪的效果。

  首先进行的仍然是反馈网络的仿真。为了便于进行调试,这里采用了增加垫块厚度的方式来降低介质与微带线 mm。仿线所示,可以看到,此时的谐振峰与图4相比更为陡峭,其3 dB带宽仅为33 MHz,说明该谐振网络的品质因数更高,从而可以降低输出相噪。

  在设计有源部分时,过程与单管振荡器基本相同,只是需要设计两个晶体管之间的匹配电路,否则将导致信号在两个晶体管之间来回反射,无法达到提高增益的效果。在仿真有源网络的正向增益时发现,当没有设计级间匹配网络时,两个串联晶体管的正向增益和单管的正向增益相差不大,而加入级间匹配网络后,增益显著提高,达到12 dB以上,如图11所示。

  最后使用谐波平衡法仿真输出频谱和相噪,结果如图12和图13所示,从图中可以看到,输出功率接近16 dBm,比单管振荡器的功率提高了8 dB,相位噪声为-121 dBc/Hz@1kHz和-124 dBc/,比单管振荡器降低了约9 dB。

  文中在理论分析的基础上,设计了一个输出频率为10 GHz的介质振荡器。文中对传统的并联反馈式介质振荡器进行了改进,采用两个晶体管串联工作的方式,达到了更高的输出功率,同时降低了相位噪声。这种设计方法具有较好的通用性,过程比较简单,在实际电路设计中具有较大的应用价值。